计算机网络顶会无线通信类论文解读

MobiCom'21 - MIXIQ: Re-thinking Ultra-low Power Receiver Design for Next-generation On-body Applications

计算机网络顶会无线通信类论文解读
@[TOC](MobiCom'21 - MIXIQ: Re-thinking Ultra-low Power Receiver Design for Next-generation On-body Applications)

1. 背景
2. 基本思想
3. 挑战及策略
3.1 数据信号与辅助信号嵌入WiFi6数据帧
3.2 增大信噪比
3.3 其它

4. 性能评估
4.1 功耗和吞吐量
4.2 BER

1. 背景

包络检波器（ED）具有的的无源特性使其常用来作为RFID或反向散射的解调器，但其有着很差的灵敏度且不能对复杂的调制进行解调。本文基于ED设计了一种 $\mu w$ 级（PCB-0.3mw，IC仿真-40uw）的低功耗解调器，通过简单的配置其可以工作与WiFi 6协议

2. 基本思想

图1. ED的基本架构 如图1所示，ED包含一个整流器和超低功耗比较器，整流器能够将输入的信号输出为幅度变化的低频信号，经过比较器后输出0/1序列，常用于OOK解调。ED的接收灵敏度在-20dBm~-30dBm使其工作范围十分受限。

图2. MIXIQ架构

整流器是一种非线性器件，具有混频的功能。考虑数据信号 $X_{d}(t)=A_{d}(t) \cos \left(2 \pi f_{d} t+\phi_{d}(t)\right)$ 和辅助信号 $X_{h}(t)=A_{h} \cos \left(2 \pi f_{h} t\right)$ 叠加后输入整流器，输出信号为
$V_{rect.}=A_{d}^{2}(t)+A_{h}^{2}+2 A_{h} A_{d}(t) \cos \left(2 \pi \Delta f t+\phi_{d}(t)\right)$
其中 $\Delta f =f_h-f_d$ ,称 $V_{rect.}$ 的最后一项为 $\Delta$ 信号（即混频后的中频），同时该输出信号还包含两信号的包络，如图2所示。由于辅助信号为单音信号，因此 $\Delta$ 信号可视为数据信号项， $\Delta f$ 通常具有较低的频率（数百KHz）因而能够有效的对抗干扰增大传输距离，且较低的频率能够使得ADC和晶振工作在低频段从而拥有微瓦级的功耗。
对802.11ax而言，数据信号 $X_{d}(t)$ 为一QAM调制信号，因此 $\Delta$ 信号同样为QAM信号，其为同相分量（I）与正交分量（Q）的叠加。 $\Delta$ 信号在经过低采样率12bit-ADC（1MSps）采样后进行相干解调，该或称如图2所示，称这一架构为MIXIQ。

3. 挑战及策略

3.1 数据信号与辅助信号嵌入WiFi6数据帧

基本策略：IEEE 802.11ax支持OFDMA，可将20MHz256个子载波（子载波间隔78.125KHz）分为9个RU（带宽2.2MHz），每个RU含26个子载波，其中包含2个导频子载波。MIXIQ将序号为{-11, -12, -13}三个数据子载波搭载数据信号，序号-7的导频搭载辅助信号，另一个导频用于纠正相位偏移，这一过程如图3所示。数据信号采用64QAM调制，其余21个未使用的子载波搭载64QAM中具有最小幅度的符号（为避免空闲子载波叠加的噪声对数据信号造成干扰，可事先用穷举的方式得到这些最小幅度符号的相位，使其与噪声尽可能反相）。

图3. 将MIXIQ信号融入802.11ax RU

子载波挑选方法：辅助信号与数据信号频率间隔太近（即 $\Delta f$ 越小）则会使整流器输出中的包络信号干扰 $\Delta$ 信号；而 $\Delta f$ 越大则需要ADC采样频率和晶振工作频率增加，从而增大功耗。因此 $\Delta f$ 为四倍子载波间隔时比较合适。通过测试得到数据信号占据三个数据子载波时的效果最好，基于此可选择{-11, -12, -13}三个数据子载波来搭载数据信号。
信号带宽：大带宽会带来更高的数据数据传输速率，这就要求更大的 $\Delta f$ ，但更大的 $\Delta f$ 除会使得ADC与晶振的功耗增大为，还会使得功放的增益降低。
干扰抑制：MIXIQ能有效抵御同频段的其它WiFi设备的干扰（即会使得整流器的输出含交调项），这是由于MIXIQ将能量集中在五条子载波上，而其它WiFi设备将能量散布在RU的所有子载波上。
吞吐量：MIXIQ使用64QAM调制，即一个符号含6 bit，符号持续时间为 $13.2+4.8=16\mu s$ ,因此MIXIQ的吞吐量为
$\text { subcarriers } \times 6 \frac{\text { bit }}{\text { subcarrier }} \times \frac{1}{16 \mu s}=1.125Mbps$
该值包含LDPC编码的校验码字（码长14400，码率5/6）。

3.2 增大信噪比

解调64QAM需要信噪比高与25dB。对于低频信号，放大器的输入输出端口具有高阻抗时（几十千欧）能够降低功率损耗，本文设计了一种高阻抗双阶段放大网络（57dB电压放大增益），如图4所示。

图4. 双阶段工发射极放大器

其中使用了NPN双极性晶体管（On Semiconductor 2N3904），偏置电路参数为 $R_{B_{1}}=R_{B_{2}}=10 k \Omega$ , $R_{C}=9.1 k \Omega$ , $R_{E}=2.2 k \Omega$ , $C_{B}=C_{E}=C_{C}=100 n F$ , $V_{c c}=1.8 \mathrm{v}$ 。
失真控制：高阻抗会使得晶体管非常容易进入饱和区，此时会导致信号失真。MIXIQ通过测量前导符号（Premable，WiFi数据包的前两个符号）的能量以判决是否启用双阶段放大器（仅使用一阶或关闭）。该做法会在一定程度上降低吞吐量，但可以通过控制其工作频率降低其负面影响（如十个数据包测试一次）。

3.3 其它

低采样率ADC：ADC（TI ADS7042 12bit精度）采样速率为1MSPS（ $\mu A$ ,1.5V供电），ADC较低的输入阻抗会降低增益，因此在双阶段放大器的输出端与ADC输入段需提供缓冲（共集或共漏CMOS电路）。
全数字IQ解调：通过将待解调信号与同频cos、sin信号做相关运算以获得I、Q分量，若使用模拟器件去做相关运算则必须先使用模拟滤波器滤除低频包络信号，否则会使得模拟器件会输出交调项和各自平方项，但滤波器的引入会给信号带来一定程度的失真从而降低灵敏度或吞吐量。因而MIXIQ将采样得到的 $\Delta$ 信号与本地存储的cos、sin信号相乘来解调I、Q分量，避免了干扰，使用的的器件为超低功耗CPLD（Xilinx XC2C64A-7VQGC CoolRunnerII）。
可变调制：可通过选取64QAM的部分星座点模拟低阶调制，可在信道状况不良时使用。